有源钳位正激变换器电源设计
时间：2023-05-28 13:00:40 来源：雅意学习网 本文已影响 人 
马文超
（中科芯集成电路有限公司，江苏 无锡 214072）
传统正激变换器工作在磁特性的第一象限，磁芯利用效率低，功率管硬开关工作，需要额外的磁复位电路，存在电磁干扰大、磁复位电路结构复杂、功率管损耗大和承受较高的电压应力等缺点[1]。在传统有源钳位正激变换器拓扑基础上，增加由钳位功率管与钳位电容串联构成的有源钳位支路，构成了有源钳位正激变换器，该拓扑结构克服了传统正激变换器的缺点，能够实现伏秒平衡，占空比可以大于50%，由于添加了钳位电容和钳位功率管，主功率管承受的电压应力减小，有源钳位变换器原边上的电压是有规律的方波，能够为副边整流管提供自驱动信号，降低了同步整流电路的复杂度，而且实现了ZVS，降低了电磁辐射[2-3]，因此，有源钳位正激变化器拓扑在实际工程中获得了广泛应用[1，4]。
针对有源钳位正激变化器，周睿对该电路拓扑结构的工作原理进行了分析，给出了变压器等关键器件关键指标设计方法[4]，陈光亮对有源钳位正激软开关工作原理进行深入剖析[5]，以LMC5025C 为主控电路，对环路外围配置进行了说明，给出了仿真结论。综上分析，以上研究对该拓扑结构主要还是偏向于理论方面的分析，或者只针对个别外围元件选型进行了研究，电路整体设计思路不够清晰明确。在实际工程应用方面，除了变压器、输出滤波电感等磁性元器件的选型外，还涉及功率管选型、功率管驱动电路设计、输出滤波电容、钳位电容等主要器件的设计。本文在理论分析基础上，依托实际应用，先明确关键参数指标，再给出主要器件的设计方法和思路，对工程应用具有一定的指导意义。
有源钳位正激变换器根据钳位电路（钳位电容与钳位功率管串联）的连接方式，分为低边有源钳位和高边有源钳位[6-7]，其电路结构图分别如图1 和图2 所示。低边有源钳位电路由一个P 沟通功率MOSFET 和一个钳位电容串联，再并联在主功率管的两端，又称为升压式钳位电路；
高边有源钳位电路有一个N 沟通MOSFET 和一个钳位电容串联，再并联在变压器的两端，又称为反激式钳位电路。由于低边有源钳位电路驱动电路简单，不需要加驱动电路，而且市面上有多种针对有源钳位电路的P 管供选择，因此，低边有源钳位电路用途最广，本文以此种拓扑结构进行分析。
在工程应用中，输出部分大多采用同步整流来提高转换器效率，因此，从图1 中衍生出图3 这种比较实用的拓扑图。
图3中，N1、N2分别为变压器初级和次级绕组匝数，Lm和Lr为励磁电感和变压器漏感，S1 和S2 为主功率管和钳位管（复位开关），D1 和D2 为功率管体二极管，Cc和Cr为钳位电容和主功率管并联电容（结电容和寄生电容之和），D3和D4是输出整流管体二极管，Lo、Co和Ro为输出滤波电感、输出滤波电容和等效负载电阻，Vo为输出电压，Vin为输入电压，定义n=N1/N2为匝比，定义一个开关周期为Ts，S1 导通时间为Ton，占空比D=Ton/Ts，同时D=n×Vo/Vin，定义输出电流纹波系数为kind。
彭国平、陈道炼和张磊等把有源钳位的每个周期分为若干个阶段[8-10]，对有源钳位电路工作原理做了简单介绍，并给出了不同阶段励磁电流、钳位电容电压的波形，这里基于以上分析进行细分，给出每个阶段的工作机理。
（1）T0～T1期间，S1导通，S2关断，S3导通，S4关断，输入电压Vin直接施加在变压器初级线圈，此时，变压器次级绕组电压为nVin，励磁电流iLr线性上升，开关电流Is1为Im和负载折算到原边的电流Io/n 之和，电容Cr电压Vcr=0，能量从原边传递到副边。
（2）T1～T2期间，T1时刻S1软关断，S3 仍然处于导通状态，电感Lr、Lm与电容Cr开始谐振，iLr对Cr开始充电，由于充电电流较大而Cr较小，当Cr两端电压Vcr上升到Vin之前iLr继续上升，T2时刻，Vcr=Vin，该过程结束。
（3）T2～T3期间，T2时刻，励磁电流iLm被钳位保持不变，而励磁电感两端的电压v1下降到0 V，次级绕组v2=0 V，因此S3 和S4 都关断，但D3 和D4 都导通，Lr和Cr谐振，Lm不参与，Vcr继续上升，iLr开始减小，D3 中的电流较小，而D4 中的电流增加，负载电流从D3 转移到D4，当Vcr上升到Vin/(1-D)，该过程结束。
（4）T3～T4期间，T3时刻，D2开始导通，为钳位功率管S2 零电压开通提供了条件，v1仍然为0，iLr继续减小并 对Cc充电，此时Lr与Cc谐振，T4时刻，S2 管ZVS 开通。
（5）T4～T5期间，Lr和Cc继续谐振，iLr继续减小，T5时刻，iLr=iLm，D3 中电流为0，D4 中电流上升为负载电流，两者换流结束，变压器初级的钳位状态结束。
（6）T5～T6期间，T5时刻，变压器磁芯开始复位，初级测电压v1=Vin-Vin/(1-D)=-VinD/(1-D)，v2=v1/n 也变为负，S4 开通，D4 截止，期间，Lr、Lm和Cc谐振，iLr继续减小，Vc会有小幅度 上升；
T6时刻，iLr=0，Vc上升 到最大。
（7）T6～T7期间，T6时刻 后iLr开始反向，变压器磁芯复位，存储在励磁电感和漏感中的能量回馈到电源中，T7时刻，S2断开。
（8）T7～ T8期间，iLr通过Cr续流，S4 继续导通，S3 保持关断，Lr、Lm与Cr谐振，Cr向Lr和Lm放电，Cr两端电压 从Vin/(1-D)放电，T8时刻，iLr达到负向最大值，Vcr下降到Vin，此过程结束。
（9）T8～ T9期间，T8开始，v1被钳位为0，则v2=0，Lr和Cr谐振，Lr两端电压变为正，iLr开始升高，D3 和D4都导通，D3 中的电流从0 开始上升，D4 中的电流从ILo开始减小，为了确保S1 达到ZVS，在S1 开通前，Vcr必须为0，即在本阶段，Cr中的能量要在谐振过程中全部转移出去。
（10）T9～T10，当T9时，Vcr=0，S1 的体二极管D1开始导通，同时D3 和D4 也处于导通状态，v2=0,故变压器初级电压扔被钳位于0，因此Lr两端电压为Vin，iLr继续上升但仍 为负，T10时，S1 ZVS 开通。
（11）T10～T11，iLr继续上升到0。
（12）T12，T11～T0+Ts，D3 和D4 扔处于导通状态，初级电压扔被钳位为0，Lr两端电压为Vin，iLr继续上升，D3中电流也不断上升，当iS3上升到负载电流，iS4下降到0，两者完成换流，结束时刻，iLr=iLm+ILo/n，变压器初级钳位解除，v1=Vin，v2=Vin/n，S3 开通，开始下一个周期。
本文基于案例指标：输入电压Vin=18 V～36 V，输出电压Vout=12 V，负载电流Iload=2 A，工作频率Fs=100 kHz，转换效率η=80%，给出重要参数设计步骤。
2.1 最大占空比设计
钳位电容两端的电压Vc如式（1）所示，主功率管漏源两端承受的电压Vds=Vc，磁复位电压Vreset如式（2）所示，从数学分析的角度看，随着D 的增加，Vds和Vreset的变换量也显著，最大占空比工程上一般选择Dmax=0.7 左右，这样，Vds在整个输入电压范围内变化量不大。
2.2 功率变压器设 计[3，11]
2.2.1 磁芯选择
通常采用AP 法经验公式来确定磁芯类型和规格，AP 法经验公式为：
其中PT为变压器视在功率（W）；
AW为线圈有效窗口面积（cm2）；
AC为磁芯有效截面积（cm2）；
Kf为波形系数，这里取为4；
KW为窗口系数即刺心窗口线圈的占空系数，一般选0.4；
Fs为变换器开关频率（kHz）；
ΔB 为磁通变换量（T）；
J 为流过导线的电流密度（A/cm2）。
可以算出PT=54 W，ΔB 取0.18 T，J 取400 A/cm2，可以计算出AP=0.046 8 cm4。
选 用TDK PC40，EE30 磁芯，查表可得AP=0.7995 cm4（AeAw），AC=109 mm2，AW=73.7 mm2。
2.2.2 初级匝数、次级匝数和导线选择
匝数比可按照式(5)计算：
原边线圈匝数为：
AC=109 mm2=1.09 cm2代入公式计算，可以计算出N1=10.7（匝），取N1=11 匝。
二是对于农业转基因生物方面，2006年4月，我国实行了《中华人民共和国农产品质量安全法》。该法第三十条规定，“属于农业转基因生物的农产品，应当按照农业转基因生物安全管理的有关规定进行标识”。而关于农业转基因生物，目前主要有《农业转基因生物安全管理条例 》和《农业转基因生物标识管理办法》两个法规。主要规定国家对农业转基因生物实行标识制度。未标识和不按规定标识的，不得进口和销售。说明在农产品方面，我国实行严格的标识制度。并对标识方法和标识范围进行了规定。
次边线圈匝数：
计算出N2=10.5，取N2=11，则n=1。
初级输入电流峰值为：
电流有效值为：
可以算出Irmsl=2.8 A。
初级侧导线截面积为：
J=400 A/cm2=4 A/mm2，计算出Sm1=0.7 mm2。
则d1=0.944 mm。
算出Irms2=1.67 A。
算出Sm2=0.42 mm2，则d2=0.648 mm。
导线集肤深度按照式(14)得出，为0.21 mm。
初次级导线直径都大于2 倍集肤深度，不能直接采用上述计算的导线直径，因此需要采用多股并绕；
查AWG表，可以看出d1对应18 AWG，d2对应22 AWG，d1采 用4 股24 AWG 并联，d2采用4 股25 AWG 并联。
2.3 钳位电容选型
根据第一节工作原理描述，当Cc足够大时，钳位电容两端的电压近乎不变，但是根据式（1）可以看出Vc随着输入电压和占空比变化而变化，当电容值比较过小时，电压纹波增加，增加开关管电压应力，系统的瞬态响应较快，当电容比较大时，钳位电压纹波小，但瞬态响应变慢，综合考虑，钳位电容值允许有20%～30%的电源纹波。
为了使主开关管和辅助开关管的电压应力最小，需要满足以下关系：
其中，Dmin=nVo/Vinmax=1/3，根据2.2 节得到的变压器参数可以实测得到Lr、Lm，进而计算出理论值Cc。
2.4 主功率管选型
功率管主要考虑电压应力和电流应力，漏源电压Vds=Vc，主功率管两端承受的电压为Vc：
占空比最小时，承受的电压最大，代入数值Vinmin，Vc=54 V（本例子比较特殊，最大输入和最小输入电压时，Vc都是54 V，Vc随着Vin先递减后递增），满载输出，最大占空比时流过S1 的电流最大，通过式（18）可以计算出Irms(s1)=1.68 A。
根据主功率管耐压值和峰值电流，考虑足够降额，可以选择IRF640，查看手册可知，其VDSS=200 V，IDmax=16 A 。
2.5 输出电感设计
输出电感和输出电容的设计与普通BUCK 型拓扑结构相似[12]，对于有源钳位拓扑结构，当占空比最小时，电感电流纹波最大，设定输出纹波电流系数kind=0.1，代入式（20）可以计算出电感值为133.3 μH，可选200 μH电感。
2.6 输出电容设计
实际的电容等效为寄生电阻ESR、电感Lc和理想电容Co的串联，当开关频率小于500 kHz时，Lc可以忽略，输出纹波电压由输出纹波电流在ESR 产生的电压和纹波电流在Co上的充放电引起的电压纹波之和，后者与流过Co的电流积分成正比，当频率比较低时，输出纹波主要由前者产生。
设定纹波电压为ΔVo=120 mV，则ESR=120 mV/200 mA=0.6 Ω。
针对电解电容有ESR×Co=65×10-6，可以算出Co=108.3 μF，考虑温度系数等因素，可选择220 μF 电容，耐压25 V。
2.7 辅助功率管驱动
辅助功率管采用PMOSFET，陈小明给出了低端箝位MOSFET 的驱动电路[13]，如图4 所示，驱动信号OUTB 的高电平电压为Vaux，当OUTB 为高电平时，二极管D1导通，电容C1充电，左负右正，充电到-Vaux；
当OUTB为低电平时，D1 截止，C1上的电压经过R1进行放电，C1和R1放电时间常数远大于PWM 波周期时，C1上的电压近似不变，T1的源级、放电电阻和D3 共地，故T1栅源级电压峰值为0，因此T2栅极为负电平的驱动电压信号，可通过第三节的仿真结果看到。
通常选取C1×R1≥100 Ts，Vaux=7.5 V，电阻选择0805 封装贴片电阻，额定功率为1/4 W，可以计算出R1=225 Ω，假定R1=1 Ω，可以计算出C1=1 μF，如果R1=10 Ω，可以计算出C1=0.1 μF，因此，R1可以在1 Ω～10 Ω 范围内选择，C1在0.1 μF～1 μF 范围内选择，C1可选择0805 封装，16 V 耐压值。
基于以上理论分析，采用TI 公司的LM5025C 作为PWM 控制器，搭建外围电路，构成闭环控制系统进行仿真分析，电路原理图如图5 所示。该器件是单通道有源钳位电压模式PWM 控制器，有主功率管驱动信号OUTA和辅助功率管驱动信号OUTB，OUTA 可以直接驱动NMOS，OUTB 经过耦合电容后接PMOS 管的栅极，还具有死区时间可调、欠压锁定、软启动、频率可调和外部时钟同步等功能，非常适用于正激电源拓扑结构中[14-15]。图6 是仿真结果图，OUTA 和OUTB 分别是主功率管和辅助功率管栅极驱动信号，可以看出OUTA 为负电压信号，驱动PMOS，输出电压软启上升到稳定值。
通过仿真结果可以看出，输出电压软启动上升，在满载时输出电压也能保持稳定，主功率管和辅助功率管驱动波形满足设定要求，整个环路可以正常工作。由于篇幅限制，对变压器详细的设计过程、误差放大器选择等未做具体阐述。
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